核心模块的方案论证
1.正弦压控振荡电路（VCO）的论证
本设计选用西勒振荡电路作为VCO。这种电路的特点是：振荡频率由C3、C4决定，但反馈系数由C1、C2决定，解决了基本三点式振荡设计中存在的改变振荡频率必改变反馈系数的矛盾。综合考虑稳幅输出和调谐方便，本设计选用变容二极管取代C4实现本系统的核心模块VCO（图1）。
2.稳幅控制的选择与论证
方案一 采用带有自动增益控制的运放，对VCO输出信号进行放大的同时又稳定输出幅度。这种设计方案要求运放有较高的带宽增益积，价格比较贵，性价比不高，故不采用。
方案二 采用自动增益控制的办法，对VCO的输出进行检波，检波输出信号经滤波后反馈回振荡器，控制振荡器的静态工作点，使VCO输出幅度基本保持不变。这种闭环控制的方法理论上会有很好的效果。但具体实现电路复杂。重要的是这种方案在振荡器起振前，无法给出正确的静态工作点，故不采用此方案。
方案三对方案二进行改进，用软硬件结合的办法，通过幅度测定反馈，实时动态调整静态工作点，实现稳幅输出。具体实现办法为：利用数控电位计控制基极的电压。为使VCO顺利起振，预先测试好每个频率基本稳幅输出所需的基极电压，量化做表，存ROM中，在控制锁相环设定频率的同时给出该频率起振所需的基极电压。在振荡器起振后，通过检波和A/D采样，实时检测输出电压，根据检测结果由单片机随时调整数控电位计的工作状态，构成稳定的反馈回路。
3.VCO控制电压产生模块方案
方案一 D/A控制此方案需预先测试和计算好产生固定频率所需的控制电压。为方便控制将它量化存于ROM之中，在需要时利用单片机控制D/A转换即可完成。此方案设计的是一个开环的系统，致使它的稳定性不好，且频率步进无法做得很小，不符合设计中发挥部分的要求，故不为本系统采用。
方案二 锁相环（PLL）技术从图2中既可看出这是一个闭环控制的系统。它能够根据鉴相器的输出自动调整VCO的控制电压，产生振荡频率的稳定度与晶振相同。VCO的输出频率由以下公式得出：f=(M/N)fr
由公式可知：只需改变M、N的值，即可对VCO实现有效压控，产生所需要的频率。考虑到市面上有大量集成度高、工作性能稳定的PLL器件，本设计采用这种方案实现。具体采用电路，见系统设计与计算。
4.功率放大电路的选择与论证
功率放大电路按晶体管的导通时间逐次递减分为甲（＝180。）、乙（＝90。）、丙（≤90。）几种。理论上说：导通角越小即导通时间越短，电路工作的效率越高，但为还原初始信号所需的后级电路也越复杂。
分析系统的任务是要完成在30MHz点频的高效率功率放大，故设计采用导通角小于90。丙类放大，这就需要有较大的功率激励才能驱动，所以在设计时，在丙类放大前加一个甲类放大以产生足够的驱动电压。
主要单元电路分析
1.系统简介
图3为系统框图。其中A为系统控制模块；H为PLL环路低通滤波模块；F为静态工作点控制模块；B为测频模块；D为功率放大模块；C为峰峰值测量模块。PIC单片机承担本系统的流程控制模块。PLL集成芯片、D/A芯片需要单片机参与工作。系统的人机交换接口键盘和LCD显示也由PIC单片机控制。
2.系统各模块理论分析和实际设计
（1）VCO模块
本设计的VCO模块选用的是西勒振荡电路，具体实现电路图如图1。本设计电路简单且均由分离器件组成，每个元件的选取都会影响整个系统的工作情况。下面对具体元件的选取作简要的分析。
选频网络的设计分析西勒振荡电路的振荡原理，高Q值的谐振回路是电路起振的关键。Q值不高就无法从丰富的频率分量中选出可以构成自激振荡的频率分量构成正反馈，振荡电路就无法正常起振。谐振回路的Q值反应的是回路在谐振时的能量损耗。损耗越小，Q值越高。解决这一问题的方法是尽可能选择高Q值的L和C。一般情况下，电容的Q值较高，不会对回路的Q 值构成主要影响。电感成为影响谐振回路的主要因素。理论上讲空心的电感线圈损耗较小，Q值较高，但电感值较小无法满足回路的需要。经过反复实践，选频网络选用高频材料镍芯作为绕制电感的材料，在绕制时，需要利用Q表反复测定电感量和对应的Q值。
变容二极管是整个选频网络的关键元件，也是决定整个VCO工作性能的关键元件。由频率的计算公式很容易看出，C4变化范围的大小决定了VCO的覆盖系数（覆盖系数的定义为：VCO输出的最高频率/VCO输出的最低频率）。在参考了大量变容二极管参数后，本系统选用MMBV109作为C4。它的变化范围是6～40pF：适合的工作频率在几十MHz，完全可满足本系统的需要。
设计时考察了变容二极管的Cj-Vc控制特性曲线如图4。
在图中可发现反偏电压较小的一段是电容量变化较大的一段。但是当反相控制电压值较小时，叠加上高频的振荡电压，有可能使单个二极管工作在正向导通状态，而使VCO无法正常工作。为了能够利用曲线中电容量变化较大的一段，本设计的变容管采用面对面连接方式。见图5。采用这种连接方式，使得每只变容二极管承受的高频电压减小一半，在改善VCO线性度的同时延展了变容管的有效工作范围。
在实践中，为选用合适的电容变化量，设计采用四只变容二极管先并联再对联的方式，连接方式见图6。分析这种设计带来的好处（图7）是：变容二极管动态内阻rds因并联减小，进一步提高了谐振回路的Q值。
选频网络的另一个重要元件是C3。它与C4一起决定了回路的谐振频率。这使得C3的值不宜过大，否则影响整个VCO的覆盖系数；但其值也不宜过小，否则电路无法起振。经过反复实践，最后选定的C3的值为5pF。
转换波段的设计 本系统VCO要实现的波段覆盖范围为15～35MHz。理论上讲改变变容二极管Cj的值，即可实现振荡频率从15～35MHz的改变，但在实践中并非如此。首先是很难找到变容比能够大到5.4的可变电容。其次由图可见，电容量变化较大的一段由于反偏控制电压过小无法使用。本设计采用的解决方案是：在不改变振荡主回路的情况下，采用切换电感的方法实现设计任务中对VCO输出频率覆盖的要求。具体实现电路见图8。
为实现波段的快速自动转换，电路采用电压控制开关二极管的导通实现。开关二极管导通的等效电路图见图9。其中rds为开关二极管的导通电阻。这个电阻值一般为十几欧姆，它会对回路的Q值产生影响，严重时振荡器将无法起振。在实践中发现二极管的导通电流越大，rds越小。故设计采用图8中所示的三极管推动作用。当三极管处在导通状态时，可为二极管提100mA的静态电流。
反馈系数的计算和选取 在西勒振荡电路中的反馈系数B=C1/(C1+C2)，在实际选取C1、C2的值时，除了要使电容比值满足由公式决定的B值，还应考虑到C1、C2实际值的大小。电容值选取过大，对于高频电压相当于对地短路，无法实现有效的反馈；电容值过小，不满足西勒振荡电路C1≥C3，C2≥C3的条件。在参考了经验设计电路后，本设计选用的C1＝47pF，C2＝94pF。实践检验可满足全波段起振所需的反馈系数。
设置静态工作点合理的静态工作点设置极为重要，它决定了振荡器是否能起振和输出幅度的大小。振荡器的输出能量是由晶体管提供的。三极管的静态工作电流Ie高，可为回路提供能量，振荡器的输出幅度也由它决定。一般来讲，回路所选的L、C元件参数定了，能量的损耗就定了。但考虑到VCO的谐振回路的元件参数始终处于动态变化之中。根据回路Q值的计算公式：Q0=R0√C/L，谐振频率越高，变容二极管的C4值越小，Q值越低，振荡器的输出幅值也越小。但在实际测试时振荡器的输出并非按此变化。分析产生这种情况的主要原因是：所选用的L、C器件的最佳工作频率为50MHz，在远低于此频率时元件的性能将会发生较大变化，等效结果是回路的谐振等效并联电阻R0下降，导致Q值严重下降，成为影响幅度输出的重要因素。这种情况在切换电感时的表现更加明显。因为串入的二极管内阻rds极大地影响了回路的Q值。
为了在大的波段覆盖范围内实现稳幅输出，根据方案论证中的设计，本系统采用软件结合硬件的办法实现稳幅输出。
软件模块的具体实现办法：利用数控电位计控制基极的电压。数控电位器根据输出频率的不同，提供不同的静态工作电流。本设计采用的数控电位计——DS1267－100的控制位数为8位，这就决定了对控制电压的量化共有256个区分度。综合考虑设计需要，将控制电压设定在0～5V，最小变化量为0.02V，完全可以满足设计中输出峰峰值变化不大于10％的要求。这就需要预先测好对应频率稳幅输出所需的直流电压，将它做表存在ROM之中。当PIC单片机在控制PLL产生设定频率时，只需查表即可给出相应的静态工作电流Ie。
本设计提供13～36MHz，步进为2kHz，共有11500个有效频点。设定所有的静态工作点，要在示波器的测试下，反复设定。为缩减测量时间，系统设计了一个通用的测量方法。在起振开始给出一个大多数频点都能起振的静态工作点，这时的振荡幅值通常较大，而后由单片机执行一个自动降低静态工作点的程序，如果在示波器上看到幅值降到要求的大小，就暂停，记下此静态工作点的值。对于起振静态工作点要求特殊的频点，留在最后测试。此方法大大提高了系统测试速度。
硬件模块的具体设计：在振荡器的输出回路采用峰值检波和A/D采样的办法，使得PIC单片机实时检测到输出电压，再由PIC单片机控制数控电位计对振荡器的静态工作电流实现进一步动态微调控制。
这两种设计方案的结合保证了振荡器在顺利起振的前提下，全工作时间段实现稳幅输出。
晶体管有源器件的选取晶体管作为整个VCO的有源器件，在选定时有特殊的参数要求。本设计中，晶体管需要有较高的特征频率fT，较大的静态工作电流Icm和较小的极间电容。在查阅了国产晶体管手册后发现，晶体管2G711A的fT＝500MHz，Icm＝150mA，Cob＝10pF，在同类常用三极管中的高频性能较好，为本设计采用。
隔离级模块 为保证VCO的正常工作，一定要在VCO的输出和后级模块之间加入隔离级。原因是：VCO实际工作中的振荡回路的Q值应为空载Q值Q0。Q0表示的是谐振回路没有任何后继电路时的能量损耗情况，在加入后级电路后，后级电路的输入电阻成为VCO的负载。
本设计中的后级电路的输入阻抗较小，会严重影响回路的Q值。为降低这种影响，须在VCO输出和后级电路中加入隔离级，以保证VCO的正常工作和输出信号有效传输到下一级。
本设计选用的隔离级为共集组态的放大电路（图10）。共集组态的放大电路的特点是：输入阻抗高，输出阻抗低，工作频带宽，输出电压增益几乎为一，且设计简单，有大量的可参考电路。
在各个模块级联调试时，设计将共集组态的隔离级深度加为两级。主级隔离开所有后级电路与VCO回路，次级分为两个并行的隔离级。一级的输出作为PLL和比较器的输入（属于频率测量模块），因为这两个模块协同VCO一起工作。一级输出作为整个VCO系统般的测试和输出接口，后级的功率放大模块在此接口与VCO相连。具体关系见图11。
甲类放大模块甲类放大的设计电路为常用的共基组态。设计中主要解决的问题有两个。共基组态放大电路的特点是：电压放大倍数高，但通频带相对较窄。根据频带和增益之间的反比关系，需要在电路中引入交流负反馈降低增益以增大带宽。另一个是级间耦合问题：为使甲类放大电路的输出功率有效地传输到下一级，以驱动丙类放大。
在设计高频功放时，级间耦合的作用有两个：一是在所要求的信号频带内进行有效的阻抗变换，使前级的功率有效传输到下一级。变换的理想结果是使得后级的输入电阻等于前级的输出电阻。这时为理论上的最佳阻抗匹配。二是无损地通过所需频率的信号，并充分地抑制无用的杂散信号。这一设计问题是在谐振放大时特有的，在丙类设计中有理论解释和相应计算。
甲类放大电路工作在晶体管的线性区，是无失真的放大，只要进入放大级的信号中没有无用的频率分量，在输出级也不会有，所以本级耦合电路要解决的问题是阻抗变换问题 。考虑设计电路尽可能简单，本设计选用变压器耦合方式。
丙类放大模块丙类放大是本系统功率放大模块的核心部分。丙类放大采用的也是共基组态的放大电路。它与甲类放大的区别是：丙类放大的晶体管在有效信号的整个周期只有部分时间处于导通状态。管子工作在非线性状态。在集电极的输出中，有所需信号的各次谐波份量。这是就需要前面提到的谐振耦合形式的输出。参考书目中提供了很多类型的匹配网络，经过实际计算，本设计采用图12所示的T型网络。
（2）PLL频率合成器
方案一采用中规模通用集成芯片实现。实现框图见图13。此种方案的工作频率被高速比较器的工作速度限定。因为采用了固定分频，频率的步进间隔较大，而且元件分散，整个系统的性价不高，故不采用。
方案二采用中规模专用频率合成芯片实现。采用内部集成了可编程分频与鉴相器的单片锁相集成芯片MC145146，再与双模前置分频器MC12011级联使用。由于采用了吞脉冲技术，工作频率可达百兆，频率的步间隔也可很小。此方案也是很好的选择。
方案三采用集成度更高的专用锁相集成芯片——BU2614。BU2614是用在数字调谐收音机中的锁相集成芯片。其内部集成了前置分频、可变程序分频器、参考分频器和鉴相器。工作频率范围10～130MHz，频率步进为1kHz，完全满足本系统的需求，而且电路简单，控制灵活方便，故为本设计采用。
以BU2614为核心构成的锁相频率合成器和环路滤波电路，BU2614的最高工作频率达130MHz，采用串行置数方式。该电路中参考频率取1kHz，主要是为了减小步进间隔。1kHz信号由晶振分频得到，所以VCO的频率稳定度几乎和晶振的稳定度一样高。
因为VCO的控制电压范围为0～12V，如果仅仅对BU2614的鉴相输出进行简单的低通滤波，势必达不到所需的电压幅度范围，因此采用有源比例积分滤波器。对鉴相器进行滤波的同时进行放大，其中比例积分电路如图14。
频率测量模块为实现对15～35MHz的高频信号的频率测量，需用高速的比较器实现正弦波到方波的转换。参考市面上高速比较器的性能，最后采用MAX900。它的延迟时间为7ns，输入信号可为交流信号，输出电平为TTL电平，可方便地用作后级处理。
比较器的输出信号频率太高，利用PIC单片机的内部计数器无法对其测频。可用一个高速的D触发器对其实现二分频，而后利用PIC单片机中的计数器实现频率测量，并在LCD上显示。
软件流程设计
软件流程图见图15。
本系统涉及的模拟硬件电路较多，且较为复杂。VCO和功率放大模块属纯硬件部分，又属于高频部分。所用的电容值多在十几pF数量级，导致管脚分布电容对电路的不确定影响极大，加之晶体管的特性参数也存在较大差别，实际测试结果与理论值存在较大的误差，所以在测试时需要反复调整电感和电容的具体数值，才能有理想的结果。其中的PLL和数控电位计模块属于可编程控制器件，在调试时需软硬件的联合调整。
专家点评：该文采用变化电感来扩大LC振荡电路的频率覆盖范围，并采用软、硬件结合的方法，通过测定LC振荡电路输出电压，实时地通过数控电位计动态地控制工作点，达到稳幅的目的。